印刷電路板在設計之初往往存在相當大的問題，特別是在基板，布局，布線......
所有其他部分都需要注意，本文將從這些方面進行討論。
印刷電路基板的噪聲對策
幾乎所有電路都使用印刷電路基板，這意味著印刷電路基板的噪聲響應已成為噪聲對策的核心。
如圖1所示，印刷電路基板中的電路可分為三大類：
*電源/大地電路
*主信號電路（）
*接口電路主信號電路是實際電路動作的一部分，主要信號電路具有電路的類型和用途，還可以細分為幾個單元。
接口電路是執行印刷電路基板和外部信號交換（接口）的電路，接口電路處于噪聲對策位置，它具有防止印刷電路基板噪聲滲入基板，以及內部的影響基板的噪聲輻射到基板外的兩個功能。電源/接地（地）電路的主要功能是為信號電路和接口電路提供電源，地線具有不平衡電路的折返線功能。
本來，電源和地球必須保持穩定的電位，但實際上，電源和地球都會產生共同的阻抗（阻抗），因此在噪聲對策中屬于非常困難的部分。
印刷電路基板的布局從噪聲對策的觀點來看，需要根據類型和用途對電路進行分類，從而可以在印刷電路基板上配置噪聲對策配置（布局）。
原則上，高噪聲危害電路和低抗噪聲電路，最好在單獨的電路板上單獨配置，但實際上，基于成本和電路尺寸，這兩種電路混合的情況相當普遍。如上所述，高噪聲危害電路和低抗噪聲電路，兩者必須盡可能分開配置，特別是信號線具有較大的噪聲，盡量避免長距離纏繞布線。布線的高危害是盡量避免通過低噪聲電路周圍，如果使用并聯或密集布線，串擾會產生更大的風險。
布線纏繞的方式取決于部件的配置，并且部件的配置成為實現上述布線原理的重要主題。圖2是如圖所示的印刷電路基板布局的典型示例，其是一塊復合基板，此時信號可以通過母板進行交易。
當主板在基板之間執行數據交易時，總線流量通常是可用的，盡管圖2的基板主體是數字電路，但是混合了小的模擬電路。數字電路通過主板末端的接口電路，除了與其他基板的接口（接口）外，數字接口還可以與外界進行其他接口操作。
模擬電路可與外部模擬信號交換，模擬電路單元帶有A / D轉換器，以避免模擬電路對數字接口產生噪聲干擾，因此A / D轉換器的安裝必須遠離數字接口。模擬電路的電源必須與數字電路的電源完全分開，但如果模擬電路的電源電壓與數字電路的電源電壓相同，則模擬電路的噪聲除外電路很低，模擬電路可以使用部分數字電路供電，此時濾波器必須
消除數字電路的噪音。
至于地球是將數字與模擬單元連接成一個點，然后使用數字和模擬連接的圖案（圖案）不規則環繞設計使其具有多個阻抗，然后使用這個阻抗可以使數字和模擬單元產生分離效果。
印刷電路基板的布線旁路電容器（旁路電容器）通常設置在基板的入口處。例如，在圖2中，旁路電容器布置在數字電源電路的末端。除了旁路電容器的原始功能之外，襯底入口處的旁路電容器還可以抑制襯底中的電源阻抗并濾除來自襯底外部的噪聲。
為了加強這些目的，一些電路還插入電感器和旁路c用于形成LC濾波器的電容器（圖3）。 一旦電感器與DC重疊，由于DC組分的影響，電感值大大降低。 另外，電源的電感會產生很大的直流電流，因此有必要選擇合適的電感。 一般電源基板入口設置在電感器上，大多數使用圖4的環形電感器。旁路電容器使用兩級結構，并且為了使旁路電容器支持寬頻域，必須分別使用能夠支持低頻的電容器和支持高頻的電容器。
設置在基板入口處的電容器是低頻的，盡管其容量取決于基板內部流動的電流值，但通常使用大約幾十μF的鋁電容器。 IC附近設置高頻旁路電容，主要使用多個0.01μF陶瓷電容。理想情況下，最好在每個IC附近插入一個旁路電容，一個小電流IC可以相互設置為2~3個。
第二個旁路電容也設置在IC附近，如果距離IC太遠，由于圖中電感的影響，容易造成旁路電容效應減弱等等。
圖5顯示了距離和旁路電容測試結果的相互作用特性，圖5（a）中的旁路電容和IC距離為10cm，圖5（b）為3cm，其他條件相同，但（a）和（b） ）效果差異很大，旁路電容器的影響很小，距離為10cm。本實驗采用數字IC（Inverter），圖中的is是IC的動作波形，如圖所示隨著動作波形的變化，IC供電電流也發生了變化。
?-?是電源 - 地球之間的波形，如圖?所示，內部電源會產生嚴重的噪音。圖6中的旁路電容看起來非常接近IC，但它是不正確設計的典型示例。
旁路電容的影響主要取決于電源 - 接地圖案之間的纏繞，雖然旁路電容的影響非常大，但布線的阻抗也很重要，所以設計通常使用很厚模式（圖7）。這里探討圖形的影響，IC故意不插入旁路電容，只在基板的基極上設置旁路電容，結果如圖7所示。
圖7（a）從旁路電容到IC的圖案更細長（耐受），而圖7（b）中的圖案更短（低阻抗），盡管兩者的波形都是振動的。振動的原因主要是由鏈路（Linking）引起的，例如，如圖7（a）所示，因為鏈路周期和布線長度是成比例的，所以圖7（a）的連接周期很長，而且振幅也比較大。
圖7（a）的連接最初是站立的，并且waveform的波形是突出和延伸的（即圖7（a）中的上箭頭和③下方的區域），實際上是①的波形。部分是相同的形狀。
鏈路波形的②由?波形控制，雖然①和③控制在下降，但①，②和③的連接幅度彼此不同，主要是由于“H”/“的影響L“IC的不對稱特性，一般IC的”L“電流驅動能力是最強大的通用低頻模擬電路，只需要一點接地（接地），高頻就需要使用Beta Earth方法，此時包含地球（地面）在所有電源接線中，還需要使用Beta Earth設計，至于數字電路的空白部分，
填充Beta模式非常有效。多層基板的電源和地（地）大多采用Beta圖案設計，主要原因是Beta圖案的阻抗低于線性圖案，Beta圖案還具有屏蔽（屏蔽）信號線的功能這意味著多層基板在噪聲對策中非常有效。
設計信號線的第一個任務是縮短信號線的長度，因此預接線組件的配置技能具有決定性的影響。基板中的大多數布線是不平衡的，此時電路必須考慮信號重入線，包括信號線（即大地線）。由信號線和大地線組成的電路必須避免成為大面積環路（環路）。
另外，基于串擾等考慮，有必要避免設計低噪聲信號線和高受害信號線相互相鄰，并聯配置，當兩個信號之間的大地線時無法避免線（地線）。
高阻抗部位的抗噪聲能力不如低阻抗，因此必須將電阻高度處的布線設計為采用最短距離，否則低阻抗部分的布線長度應為如果需要，可以插入緩沖區（緩沖區）。信號線的阻抗變為th的阻抗特性當高阻抗元件插入驅動器和接收器之間時，高阻抗元件和接收器之間的布線變為高阻抗，此時必須減小高阻抗部件的布線長度和布線長度。低阻抗部分。
圖9中的接收器是逆變器，由于應用升壓器的高輸入阻抗，（B）電阻RS和RF之間是高阻抗，換句話說，有必要減少該區域的布線長度此時，加長（A）部分的布線長度在設計基板布線時，必須注意反射（連接）引起的連接，尤其是被驅動器和接收器劫持的信號線，只是符合生成連接的條件。
在過去，基板不太可能具有連接問題，主要是因為在基板的一般尺寸內，連接的頻率大多高于信號的頻率（長20cm圖案，頻率約為250MHz）。另外，IC的選擇取決于信號的頻率，IC的低動作頻率不能超過其自身的信號頻率，換句話說，IC本身就有濾波效果，即使有一個高頻連接不會造成困擾
然而，近年來信號的頻率不斷更新，并且基板的內部信號非常接近連接的頻率，導致越來越嚴重的連接問題。高頻噪聲（噪聲）不僅會在信號線內傳播，還會通過信號線輻射傳播，所以只需在接收端設置濾波器，濾波連接的效果非常有限，根本的對策就是完全消除連接（圖10）。
當信號頻率很高時，延遲信號的站立方法很容易使信號本身變鈍，另一種方法是使接收端正確消除連接，但接收端的電流結束仍然流動它將消耗電力，基于節能和其他考慮一般采取驅動端終端設計方法。如果接收端插入過濾器，則可以在接收端消除連接，但不能消除與在線信號的連接。圖（b）所示的驅動端插入濾波器可以代替終端電阻。
信號在線濾波器通常使用圖11所示的鐵氧體磁珠類型。空心圓柱形鐵氧體磁珠材料，使用穿過中心的導線形成電感（電感）。理想的電感器完全沒有損耗，只有純電感值，實際電感器有損耗。
損耗越低表示電感器的質量越高，電感器的質量指針越低，“Q”，Q值越低，0值時的Q值越高。然而，噪聲濾波器需要適當的損耗，特別是如果連接防止電傳感器損失，如果它太低，效果很小。
圖12是兩端100％布線的反射，在模擬連接波形時使用0來丟失理想電感（因為模擬分析可以在各種狀態下產生0損耗）。
如圖所示，隨著電感值的大小，連接的波形和頻率也會發生變化，但連接不會衰減，連接將繼續發生與布線中的信號往返幾次，電感值限制了往返信號的頻率。純電感值不消耗信號的能量，因此連接不會衰減而是繼續產生，這里為了消除連接，所以需要一定量的能量損耗，即濾波器必須有適當的損耗。
鐵氧體磁珠的損耗不僅僅是阻抗，其損耗大小具有頻率特性，因此通過適當的鐵氧體磁珠特性（頻率特性，電感值，損耗尺寸），不僅可以使信號波形變鈍，而且還可以有效抑制連接。圖13是實際使用鐵氧體磁珠時的波形，值得一提的是鐵氧體磁珠沒有連接到襯底內的圖案，而是直接連接到界面。
如圖（a）所示，是沒有鐵氧體磁珠的波形;圖。 （b）?（d）是分別逐漸增加鐵氧體磁珠電感值的波形。圖（b）仍有許多連接;圖。 （d）出現癱瘓（SAG），圖中水平部分應平坦，但事實上它在急劇下降后略有增加，因為癱瘓是由特殊現象引起的電感值梅農。 圖（c）被認為是最合適的鐵氧體磁珠。 在數字信號的情況下，圖（d）更合適，但即使是圖A（d）的波形也不會引起誤操作。 如果與圖（c）相比，信號的高頻成分大大減少，結果如圖14所示，信號字母的輻射噪聲也減小了。
